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\lhead{Sistemi di controllo}
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% Swap the definition of \abs* and \norm*, so that \abs
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% and \norm resizes the size of the brackets, and the
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||
% starred version does not.
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\title{Sistemi di controllo}
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\author{Matteo Schiff}
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\begin{document}
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% \frontmatter
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\maketitle
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\tableofcontents
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% \mainmatter
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\section{Introduzione}
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\includegraphics[scale=0.2]{schemasistema.png}
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\paragraph{Alcune semplificazioni} Per semplificare la progettazione del controllore si possono assumere costanti diversi parametri del sistema.
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\begin{itemize}
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\item $G_r = 1$
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\item $G_a =$ costante, perché l'attuatore è scelto dal progettista in modo che possa agire sul sistema correttamente, ovvero con una banda compatibile. La costante serve a “mappare” l’ingresso dell’attuatore alla sua uscita.
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\item $G_f =$ costante
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\item $G_s =$ costante
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\end{itemize}
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\paragraph{Fasi di progetto} La progettazione di un sistema di controllo a loop si divide in diverse fasi:
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\begin{itemize}
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\item Traduzione delle specifiche in vincoli di progetto. Si ottiene
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\[ \begin{cases}
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G_f \\
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\nu \\
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\abs{K_c} > \gamma \\
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\omega_c \in [\underline{\omega_c}, \overline{\omega_c}] \\
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\text{Regioni proibite nel diagramma di Nichols}
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\end{cases} \]
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\item Progettazione del controllore:
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\subitem Scelta del segno di $K_c$
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\subitem Scelta della pulsazione di crossover desiderata $\omega_{c,des}$
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\subitem Progetto delle reti \emph{lead} o \emph{lag} necessarie a risolvere il problema (ovvero a soddisfare tutti i vincoli di progetto). In questa fase si può anche modificare $K_c$ a patto di non cambiarne il segno e di non violare il vincolo $\abs{K_c} > \gamma$.
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\item Verifica quantitativa delle prestazioni del sistema di controllo ottenuto.
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\end{itemize}
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\subparagraph{Attenzione} Sbagliare il valore di $\nu$ al termine della fase uno \textbf{determina il non superamento dell'esame}. Se $\nu$ è troppo grande le specifiche di prestazione sono comunque soddisfatte, a patto di essere in grado di stabilizzare il sistema (la difficoltà aumenta con l'aumentare di $\nu$, perché diventa più complicato evadere la regione proibita).
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\subparagraph{Attenzione} La scelta errata del segno di $K_c$ o il fatto di progettare un sistema che risulta instabile \textbf{determina il non superamento dell'esame}.
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\subsection{Funzione di sensitività e di sensitività inversa}
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\[ S(s) = \frac{1}{1 + L}\]
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\[ T(s) = 1 - S(s)\]
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\subsection{L'approccio di progettazione loop shaping}
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\paragraph{Funzione di uscita considerando i disturbi}
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\[ y(s) = d_P(s) + G_p(s) \left[ d_a(s) + G_a \cdot G_c (s) \cdot \left( r(s) - G_f \cdot \left( d_s(s) + G_s \cdot y(s) \right) \right) \right] = \]
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\[ y(s) [ 1 + L(s)] = G_p(s) G_a G_c (s) r(s) + d_p(s) +G_p(s) d_a(s)- G_p(s) G_a G_c (s) G_f d_s(s) \]
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\[ y(s) = T(s) \frac{r(s)}{G_s G_f} + S(s) d_p(s) + G_p(s)S(s)d_a(s) - T(s) \frac{d_s(s)}{G_s} \]
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Il comportamento del sistema di controllo è completamente determinato da due funzioni: la funzione di sensitività complementare $T(s)$ e la funzione di sensitività $S(s)$. Entrambe le funzioni sono definite implicitamente dalla funzione ad anello $L(s)$.
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Per imporre il comportamento complessivo è necessario andare a scegliere la forma di $L(s)$. Infatti questa tecnica di progetto si chiama \textbf{loop shaping approach}.
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\paragraph{Condizioni su $T$ e $S$} Analizziamo uno per uno come i segnali si riflettono sull'uscita:
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\subparagraph{Segnale di riferimento} $y(s) = T(s) \cdot \frac{1}{G_s G_f}r(s)$. L'obiettivo è imporre $y(s) = K_d r(s)$. Quindi
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\[ \begin{cases}
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T(s) = 1 \\
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\frac{1}{G_s G_f} = K_d
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\end{cases} \]
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\subparagraph{Disturbi $d_a(s)$ e $d_p(s)$} $y(s) = S(s) \cdot d_p(s) + G_p(s) \cdot S(s) \cdot d_a(s)$. L'obiettivo è $y(s) = 0$, che si ottiene imponendo $S(s) = 0$.
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Le due condizioni sono compatibili perché $T(s) \eqdef 1-S(s)$! Se sono in grado d'inseguire il segnale di riferimento, allora sarò in grado di attenuare i disturbi!
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Osserviamo che $T(s) = \frac{L(s)}{1+L(s)} \implies L(s) \to \infty$. Quindi
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\[ L(s) = G_c(s) G_p(s) G_a G_s G_f \to \infty \]
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Si può ottenere questa condizione facendo tendere $G_c$ ad infinito. Costruendo $G_c(s) = K_p \in \R$ posso prendere un $K_p$ molto grande. Un controllore progettato in questo modo non funziona per due motivi:
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\begin{itemize}
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\item Il diagramma di Nyquist di $L(s)$ potrebbe (e succede) essere tale per cui $Pcl > 0$ (radici di 1+L(s) = 0 con parte reale positiva).
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\item Analizzando l'effetto del disturbo $d_s$ sul ramo di retroazione $y(s) = T(s) \frac{1}{G_s} d_s(s)$, è necessario $T(s) = 0$ per annullarne l'effetto. Questa condizione va contro i requisiti analizzati prima. Pertanto se $T(s) = 1$ il disturbo di misura viene riportato esattamente sull'uscita.
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\end{itemize}
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In ogni caso osserviamo un problema dato dal secondo punto. Ricordiamo però che la $T(s)$ è una funzione di trasferimento. Pertanto possiamo tenerla uguale a 1 a basse frequenze e poi la portiamo a 0 ad alte frequenze. In questo modo si filtra il disturbo ad alta frequenza del sensore. La condizione è avere i range di frequenza del disturbo separati da quelli del sistema (condizione che è quasi sempre verificata nei sistemi reali).
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\subsection{Introduzione sulla progettazione della funzione ad anello}
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Osserviamo che in genere la funzione ad anello a bassa frequenza tende ad infinito per inseguire il riferimento, mentre ad alta frequenza tende a zero. Per avere il modulo che va all'infinito è necessario inserire dei poli nell'origine.
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\includegraphics[scale=0.3]{plotljw}
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La funzione è globalmente decrescente. Un punto interessante è dove $\abs{L(j \omega_c)} = 1$ dove $\omega_c$ si chiama \emph{pulsazione di crossover} (notare che $\abs{T(j\omega_c)}=\abs{S(j\omega_c)}$). Questo parametro è molto importante per la progettazione perché è legato, nel diagramma di Nyquist, a dove il modulo passa da essere maggiore di uno a essere minore di uno. Per evitare d'incircolare il punto critico (caso PoL=0) la fase attorno alla frequenza $\omega_c$ deve essere superiore rispetto a -180°, in modo che la curva una volta arrivata a $\omega_c$ non abbia ancora disegnato un semicerchio. Per garantire la robustezza la fase deve essere sufficientemente grande quando mi avvicino a $\omega_c$.
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Individuiamo diverse zone di frequenza:
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\begin{itemize}
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\item $\omega << \omega_c$ zona di bassa frequenza
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\item $\omega \sim \omega_c$ zona di media frequenza
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\item $\omega >> \omega_c$ zona di alta frequenza
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\end{itemize}
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Ad alta frequenza $T \sim L$, mentre a bassa frequenza $T \sim 1$.
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Ad alta frequenza $S \sim 1$, mentre a bassa frequenza $S \to 0$.
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Sia la S che la T a medie frequenze mostrano un picco di risonanza.
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\includegraphics[scale = 0.3]{lts.png}
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\section{Definizione dei vincoli di progetto}
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Siccome il sistema di controllo è lineare, si può applicare il principio di sovrapposizione degli effetti. Pertanto si possono analizzare i disturbi singolarmente in modo da ottenere uno o più vincoli per ogni disturbo.
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\paragraph{Disturbi polinomiali} I disturbi polinomiali sono una categoria di disturbi esprimibili come polinomi. Sono dei disturbi a bassa frequenza, e negli esercizi si trovano sotto forma di funzioni gradino, rampa, \ldots
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Quando si tratta di un errore dovuto a un disturbo polinomiale si può scegliere di renderlo nullo o limitato. Le condizioni da imporre sono
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\begin{itemize}
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\item Errore nullo: $\nu + p > h$
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\item Errore limitato: $\nu + p = h$
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\end{itemize}
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dove $h$ è il grado del polinomio del segnale (quindi un gradino ha $h=0$, una rampa ha $h=1$, \ldots)
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Annullare l'errore è raramente desiderabile, in quanto per farlo è necessario aggiungere un numero maggiore di poli nell'origine al controllore, il che rende difficile stabilizzarlo.
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Ricordiamo infine che se un sistema lavora a regime stazionario il controllore e l'impianto assumono la forma seguente:
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\[ G_c(s) = \frac{K_c}{s^\nu} \]
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\[ G_p(s) = \frac{K_p}{s^p} \]
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Dove i guadagni si calcolano svolgendo i seguenti limiti:
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\[ \lim_{s \to 0} s^\nu G_c(s) = K_c \]
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\[ \lim_{s \to 0} s^p G_p(s) = K_p \]
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Ricordiamo infine che vale sempre la condizione $\nu + p > 0$ per imporre $T(s) = 1$ quando $S(s) \to 0$. Se questa condizione non è rispettata è necessario imporre sin da subito $\nu \geq 1$.
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\subsection{L'errore d'inseguimento}
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L'errore di'inseguimento è definito come
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\[ e_r(t) = y_r(t) - y_d(t) = y_r(t) - K_d \cdot r(t) \]
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e a regime stazionario assume il seguente valore dato dal limite
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\[ e_r^\infty = \lim_{t \to \infty} e_r(t) \]
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In genere è interessante valutare l'errore d'inseguimento a regime stazionario perché il segnale di riferimento è un segnale a bassa frequenza, esprimibile attraverso un polinomio.
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Si dimostra, applicando il teorema del valore finale e svolgendo il limite, che l'errore d'inseguimento di un segnale risulta essere pari a
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\[ e_r^\infty = \begin{cases}
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0 & \se \nu + p > h \\
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\frac{K_d^2 R_0}{\beta K_d + K_c K_p G_a} & \se \nu + p = h \\
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\end{cases} \]
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\[ \beta = \begin{cases}
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1 & \se \nu + p = 0 \\
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0 & \se \nu + p > 0
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\end{cases} \]
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Per i diversi tipi di segnali e del sistema vale la tabella:
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\includegraphics[scale=0.2]{tabellainseguimento.png}
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dove il \textbf{tipo del sistema} è definito come $\nu + p$.
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Da questo requisito si estrae un vincolo del tipo $\abs{K_c} > K_{c,inf}$, nonché un vincolo su $\nu \geq \nu_{inf}$.
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\subsection{Disturbi di tipo polinomiale $d_p$ e $d_a$}
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Un disturbo polinomiale è definito come
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\[ d(t)=D_0\frac{t^h}{h!}\epsilon(t) \implies d(s) = D_0 \frac{1}{s^{h+1}} \]
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L'errore dato dal disturbo disturbo è definito come
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\[ e_d(t) = y_d(t) = \frac{\text{quello che trovo tra disturbo e uscita}}{1+L(s)} \]
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\[ e_d^\infty = \lim_{t \to \infty} e_d(t) \]
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Applicando il teorema del valore finale risulta
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\[ e^{d_p}_\infty = \lim_{s \to 0} s \cdot e^{d_p} = \lim_{s \to 0} s \cdot y(s) \]
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Dove $y(s)$, per la sovrapposizione degli effetti, è l'uscita del sistema che si ottiene inserendo solamente il disturbo in esame (e quindi rimuovendo il segnale di riferimento e tutti gli altri disturbi).
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Da questo requisito si estrae un vincolo del tipo $\abs{K_c} > K_{c,inf}$, nonché un vincolo su $\nu \geq \nu_{inf}$.
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\paragraph{Esempio con disturbo sull'uscita $d_p$} In questo caso risulta
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\[ y(s) = S(s) \cdot d_p(s) \]
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\[ e^{d_p}_\infty = \lim_{s \to 0} s \cdot S(s) \cdot d_p (s) = \begin{cases}
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||
0 & \se \nu + p > h \\
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||
\frac{D_{p0}}{\beta + K_c K_P G_a G_f G_s} & \se \nu + p = h
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||
\end{cases} \]
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\subparagraph{Nota} Questo caso vale solamente con un disturbo $d_p$ all'uscita. In generale questo limite va \textbf{sempre ricalcolato} perché dipende da dove è inserito il disturbo. Chiaramente i disturbi polinomiali hanno senso solo sulla catena diretta, perché la catena di retroazione è costruita dal progettusta (e quindi ha solo disturbi ad alta frequenza dati dalle misure del sensore).
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\subsection{Disturbi di tipo sinusoidale $d_p$, $d_s$, $d_a$}
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I disturbi sinusoidali assumono un importanza rilevante perché qualsiasi disturbo periodico (e non) può essere scomposto con la trasformata di Fourier in una somma di segnali sinusoidali.
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\paragraph{Disturbo sinusoidale in $d_s$}
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Un disturbo sinusoidale è definito come
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\[ d_s = a_s \sin (\omega_s t) \forall \omega_s \geq \omega_s^- \]
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Vogliamo che l'errore sia
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\[ \abs{e_{d_s}^\infty} = \abs{y_{d_s}^\infty} \leq \rho_s \quad \rho_s >0 \]
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||
Per analizzare l'effetto di un disturbo sinusoidale non si può applicare il teorema del valore finale perché non si può calcolare il limite di una funzione oscillante. In un sistema LTI si dimostra un ingresso sinusoidale genera un uscita sinusoidale, con ampiezza e fase dipendenti dalla funzione di trasferimento $G_{d_s}(j \omega)$.
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\[ G_{dsy} = - \frac{T}{G_s} \]
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Quindi
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\[ \abs{e_{d_s}^\infty} = \abs{a_s \abs*{T(j\omega_s)} \frac{1}{G_s} \sin(\omega_s t + \arg T(j\omega_s))} \leq \rho_s \]
|
||
|
||
\[ \abs{T(j\omega_s)} \leq \frac{\rho_s G_s}{a_s} = M_T^{HF}\quad \forall \omega_s \geq \omega_s^- \]
|
||
|
||
Ad alta frequenza si ha $T \sim L$, e quindi il vincolo lo si impone direttamente su $L$.
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||
\[ \abs{L(j \omega_s)} \leq M_T^{HF} \]
|
||
(nota: io voglio estendere T=1 in modo da avere la frequenza maggiore possibile, in modo da aumentare la banda che il sistema è in grado d'inseguire. Inoltre più i poli sono grandi più il transitorio è veloce.)
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||
Questo requisito impone anche implicitamente un limite su dove essere piazzata la frequenza di crossover (ricordiamo che T assomiglia ad L solo dopo la frequenza di crossover). Sicuramente vale $\omega_c < \omega_s$. Per calcolare in modo approssimato il valore del vincolo si usa la seguente regola:
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\begin{itemize}
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\item Partendo dallo spigolo, tracciamo una retta con pendenza -40 dB/dec (classica regola di buon progetto). Chiamiamo $\omega_h$ l'incrocio tra la retta ed l'asse delle ascisse.
|
||
\item In genere la pendenza di una $L(j \omega_c)$ progettata correttamente è di circa 20dB/dec.
|
||
\item Il vincolo $\omega_c < \omega_h$ in genere non va bene, quindi si assume $\omega_c < \frac{\omega_h}{2}$.
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||
\end{itemize}
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||
La formula approssimata che si ottiene dalla regola è
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\[ \omega_{h} = \omega_p \cdot 10^{\frac{M_s^{LF}}{40}} \]
|
||
In ogni caso, considerando che la regola si basa su una approssimazione, alla fine del progetto si deve verificare che il vincolo sia soddisfatto.
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||
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\paragraph{Disturbo sinusoidale in $d_p$}
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||
Considerando
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\[ d_p = a_p \sin(\omega_p t) \]
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Essendo il disturbo situato nella catena diretta, allora la frequenza appartiene al range di frequenze applicate dal sistema progettato (quindi da zero a una frequenza massima).
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||
La condizione da imporre è $\abs{e_{d_p}^\infty} \leq \rho_p \quad \rho_p > 0$.
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Come fatto prima:
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\[ \abs{e_{d_p}^\infty} = \abs{a_p \abs*{S(j \omega_p)}\sin(\omega_p t + \arg S(j \omega_p))} \]
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||
\[ \abs{S(j \omega_p)} \leq \frac{\rho_p}{a_p} = M_s^{LF} \quad \forall \omega_p \leq \omega_p^+ \]
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||
Come visto in precedenza si impone un vincolo direttamente su $L(s)$ perché a bassa frequenza vale $S(j \omega) \sim \frac{1}{L(s)}$.
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||
Applicando la stessa regola approssimata del punto precedente:
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||
\begin{itemize}
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||
\item Partendo dallo spigolo, tracciamo una retta con pendenza 40 dB/dec. Chiamiamo $\omega_h$ l'incrocio tra la retta ed l'asse delle ascisse.
|
||
\item Il vincolo $\omega_c > \omega_l$ in genere non va bene, quindi si assume $\omega_c \geq 2 \omega_l$.
|
||
\end{itemize}
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||
La formula approssimata che si ottiene dalla regola è
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\[ \omega_{l} = \omega_p \cdot 10^{-\frac{M_s^{LF}}{40}} \]
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\paragraph{cose perse mezzoretta - Variazioni su G(s)}
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||
Stiamo parlando delle incertezze del controllore ? (errore di modello) e ci preoccupiamo che anche in presenza di errori il sistema sia stabile.
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\[ \overset{S_G^{Gry}} = \pdv{Gry}{G} \frac{G}{Gry} \]
|
||
\[ S_g^{Gry} = \lim_{\dd G \to 0} \overline{S_G^{Gry}} \]
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||
\[ S_G^G = \frac{1}{1+G(s)H(s)} = S \]
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\paragraph{Riassumendo: steady state} Ricodiamo che tra i vari $\nu$ estratti dalle specifiche si sceglie il valore massimo. Considerando che l'equazione $\nu+p > h$ manda a zero l'errore, $K_c$ si sceglie prendendo il valore massimo \textbf{tra i requisiti aventi il valore massimo di} $\nu$.
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\paragraph{Variazioni relative su H(s)}
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Ripetendo gli stessi conti con le derivate si ottiene
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\[ S = - \frac{G(s)H(s)}{1+G(s)H(s)} = -T(s) \]
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Quindi gli errori sulla catena di retroazione si riflettono sulla catena di controllo. Questo aspetto, che è teoricamente critico, è comunque limitato perché nella catena di retroazione c'è un sensore e una costante $G_f$ che scegliamo noi.
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\subsection{Risposta nel transitorio al gradino}
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In genere, siccome il sistema è progettato in modo approssimato, risulta essere accurato solo per segnali a bassa frequenza. Risulta quindi utile valutare il comportamento del sistema quando il segnale di riferimento varia rapidamente. Il caso peggiore si ha quando il segnale è un gradino, proprio perché il gradino si scompone in una somma d'infinite armoniche.
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L'obiettivo è minimizzare il transitorio, in modo che l'uscita rispecchi il prima possibile il riferimento. Anche la qualità della risposta è importante, perché nel transitorio l'uscita non deve allontanarsi troppo dal valore in regime permanente.
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\includegraphics[scale=0.3]{transitorio.png}
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Definiamo alcuni parametri:
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\begin{itemize}
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\item Maximum overshoot: $\hat{S} = \frac{y_{max} - y_\infty}{y_\infty}$ (anche definita in percentuale)
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\item Rise time $t_r$: quanto tempo ci mette il sistema partendo da zero a raggiungere \textbf{per la prima volta} $y_\infty$
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\item Tempo di salita 10-90\% $t'_r$: è il tempo che intercorre tra quanto la risposta riesce a passare dal 10\% al 90\% (utile per i sistemi che non raggiungono mai il 100\%, che succede quando non sia ha sopraelongazione)
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\item Settling time $t_{s,\alpha\%}$: Tempo che ci mette il sistema a raggiungere e rimanere attorno a $\pm \alpha \cdot 100 \%$ del valore $y_\infty$. In genere $\alpha = 0.01, 0.02, 0.05$.
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\end{itemize}
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\paragraph{Funzione prototipo del secondo ordine}
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Assumiamo la funzione $T(s)$ come
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\[ T(s) = \frac{1}{1 + \frac{2\xi}{\omega_n}s + \frac{s^2}{\omega^2_n}} \]
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Il guadagno stazionario è 1, non ha zeri e ha due poli in generale complessi e coniugati.
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Il parametro $\xi \in (0,1]$ è detto \emph{smorzamento}. Quando vale uno il polinomio ha due radici reali coincidenti. Se è compreso tra $(0,1)$ le radici sono complesse coniugate, mentre se è zero le radici sono immaginarie pure (caso che escludiamo perché il sistema deve essere stabile).
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\includegraphics[scale=0.2]{rispostasecondoordine.png}
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La $\omega_n$ determina la frequenza del seno.
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La risposta al gradino è
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\[ y(t) = 1- \frac{e^{\xi\omega_n t}}{\sqrt{1 - \xi^2}} \sin \left[ \omega_n t + \tan^{-1} \frac{\sqrt{1-\xi^2}}{\xi} \right]\]
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Si ottiene
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\[ y_\infty = 1 \]
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\[ \hat{S} = e^{- \frac{\pi \xi}{\sqrt{1-\xi^2}}} \]
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Si nota che la sovraelongazione dipende solo dallo smorzamento. In particolare la sovraelongazione è una funzione monotona decrescente dello smorzamento.
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\[ t_r = \frac{1}{\omega_n \sqrt{1-\xi^2}} \left( \pi - \arccos \xi \right) \]
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\[ t_{s,\alpha\%} = - \frac{\ln \alpha}{\omega_n \xi} \]
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\includegraphics[scale=0.3]{bodeT.png}
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Calcoliamo il picco di risonanza:
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\[ T_p = \max_\omega \abs{T(j \omega)}_{dB} \]
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calcoliamo la banda del sistema a -3dB:
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\[ \omega_B: T(j \omega_b)_{dB} = -3 dB \]
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\includegraphics[scale=0.3]{bodeS.png}
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Calcoliamo il picco di risonanza:
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\[ S_p = \max_\omega \abs{S(j \omega)}_{dB} \]
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calcoliamo la banda del sistema a -3dB:
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\[ \omega_{BS}: S(j \omega_{BS})_{dB} = -3 dB \]
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\paragraph{Valore dei parametri}
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Considerando la $T(s)$ del secondo ordine, possiamo calcolare la loop function corrispondente:
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\[ L(s) = \frac{\omega_n / (2 \xi)}{s \left(1 + \frac{s}{2 \xi \omega_n}\right)} \]
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Con questa formula la frequenza di crossover è
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\[ \omega_c = \omega_n \sqrt{\sqrt{1 + 4 \xi^4}-2 \xi^2} \]
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Considerando che la sovraelongazione dipende solo dallo smorzamento, e il picco di risonanza dipende dallo smorzamento, imporre un requisito sulla sovraelongazione implica imporre un vincolo sul picco di risonanza di T ed S.
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\paragraph{Riassumendo}
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Date le specifiche su sovrelongazione, tempo di salita e settling time, calcolo lo smorzamento e $\omega_n$ e li uso poi per trovare poi $T_p$, $S_p$ e $\omega_c$. In particolare:
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\[ \xi \geq \frac{\abs{\ln \hat{s}}}{\sqrt{\pi^2+\ln^2(\hat{s})}} \]
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\[ T_p \leq \frac{1}{2 \xi \sqrt{1 - \xi^2}} \]
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\[ S_p \leq \frac{2 \xi \sqrt{2+4\xi^2+2\sqrt{1+8 \xi^2}}}{\sqrt{1+8\xi^2}+4\xi^2-1} \]
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I requisiti sul valore di picco di $T(s)$ e $S(s)$ si traducono in due cerchi sul diagramma di Nichols, che rappresentano delle regioni proibite.
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\section{Progettazione del controllore tramite tecniche di loop-shaping}
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\paragraph{Loop-shaping design} La progettazione riguarda la funzione ad anello proprio perché tutti i vincoli riguardano questa funzione.
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\subsection{Definizione del segno di $K_c$}
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Partendo dalla funzione $G_c(s) = \frac{K_c}{s^\nu}$, si calcola $L(s)$ usando gli altri parametri del sistema e si rappresenta il diagramma di Nyquist.
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Si applica quindi il criterio di Nyquist per determinare la stabilità del sistema. Si sceglie quindi il segno di $K_c$ associato al diagramma dove il punto critico è incircolato un numero pari di volte. Si calcola
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\[ Pcl = N + Pol \]
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Se Pcl è pari il sistema è stabilizzabile, e quindi il segno è corretto. Se no è necessario invertire il segno
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Il valore assoluto di $K_c$ si sceglie in modo che sia rispettato il vincolo ricavato negli step precedenti ed in modo che, tracciando il diagramma di Nichols, la funzione ad anello non intersechi la regione proibita (se non è possibile si aggiungono poi le reti lag). Ricordiamo sempre che con il crescere di $K_c$ la risposta del sistema è più veloce.
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\paragraph{Attenzione} Per prendere tutti i punti bisogna tracciare diagramma di Bode, contorno e diagramma di Nyquist quotati (quindi con il punto critico e con $j \infty$, $-j \infty$).
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\subsection{Inserimento di reti lead e lag}
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Se il segno di $K_c$ non può più essere modificato, si può comunque aumentare il suo modulo (senza violare eventuali vincoli che pongono un limite inferiore).
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Si parte dal diagramma di Nychols tracciato con $mynqichsdsdsa(T_p, s_p)$ e $nichols(Lin)$ con $L_{in}(s) = \frac{K_c}{s^\nu}G_p G_a G_s G_f$. Si disegnano inoltre i vincoli inferiori e superiori di $\omega_c$. La posizione di $\omega_c$ si sceglie in modo da ottimizzare una determinata specifica (ad esempio se ci si avvicina a $\omega_{c,max}$ si ottiene un sistema più veloce). Se si fa una scelta "a meta" si ottiene un compromesso tra tutti i vincoli (consigliata!), il che è furbo anche per soddisfare i vincoli dei disturbi sinusoidali dove i limiti di $\omega_c$ erano stati scelti in maniera approssimata.
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In genere per "schivare" la zona proibita è necessario aumentare modulo e fase della funzione $L(s)$ utilizzando uno o più zeri. Per quanto riguarda l'aumento del modulo bisogna essere molto precisi, per rispettare il requisito su $\omega_{c,des}$. Per la fase il requisito è meno stringente, in quanto basta ottenere un incremento minimo di fase ma non c'è un limite sul massimo. La posizione dello zero si sceglie in modo da ottenere il modulo che mi serve. Se l'incremento di fase è necessario allora ho finito, se no rifaccio il calcolo considerando l'inserimento di due zeri.
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In generale non si può inserire solamente uno zero: per essere fisicamente realizzabile la funzione di trasferimento deve avere un grado del numeratore che non è mai superiore al grado del denominatore. Questa è la ragione per cui per ogni zero che inserisco devo inserire anche un polo. Ricordiamo che il polo ha effetto contrario rispetto a quanto desiderato.
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\paragraph{Rete lead}
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La rete lead è utilizzata per aumentare modulo e fase con una rete fisicamente realizzabile:
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\[ R_d (s) = \frac{1 + \frac{s}{z_d}}{1 + \frac{s}{m_d z_d}} \quad m_d > 1 \]
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Scegliendo $m_d > 1$ mi garantisce che il polo compaia sempre ad una frequenza maggiore dello zero. Più $m_d$ cresce più il comportamento della rete lead assomiglia al comportamento di una rete con un solo zero.
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\includegraphics[scale=0.3]{retelead.png}
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Notare che un questi diagrammi di Bode si rappresenta la risposta in frequenza normalizzandola su $z_d$. In questo modo la frequenza normalizzata $1$ corrisponde la frequenza dello zero $z_d$.
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La rete lead mi permette di aumentare il modulo di una quantità finita (che cresce con il crescere di $m_d$). L'andamento della fase è sempre a campana, ovvero si può aumentare la fase solo all'interno di un certo range di frequenze. Il range di frequenze dove si guadagna fase cresce con $m_d$.
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\paragraph{Rete zero} Una rete zero ha come funzione di trasferimento
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\[ R_z(s) = \left(1 + \frac{s}{z}\right) \]
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La rete zero è la migliore delle reti lead possibili (è il caso limite $m_d \to \infty$). Pertanto è la nostra scelta preferenziale tutte le volte che ho $\nu \geq 1$. In particolare, dato $\nu$, è sempre possibile inserire se necessario fino ad numero massimo di reti zero pari a $\nu$. La fase arriva fino a 90 gradi.
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\paragraph{Necessità di aggiungere poli} In alcuni casi non basta diminuire $K_c$ per soddisfare i vincoli sulla frequenza di crossover (perche ho vincoli su $K_c$). Devo quindi inserire dei poli, in modo da avere una giusta diminuzione alla frequenza $\omega_{c,des}$. Ovviamente però non posso però solo aggiungere solo dei poli, perché se no la fase diminuisce talmente tanto da finire nella regione proibita.
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La rete LAG in genere la si vuole evitare. La si usa solo quando siamo costretti a farlo, ovvero quando voglio diminuire il modulo e $K_c$ è vincolato! Attenti che ci toglie punti
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\paragraph{Rete lag}
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\[ R_i(s) = \frac{1+\frac{s}{m_i p_i}}{1+ \frac{s}{p_i}} \quad m_i > 1 \]
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\includegraphics[scale=0.3]{retelag.png}
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Anche in questo caso il diagramma è normalizzato sulla frequenza del polo.
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Inserendo la rete lag progettata opportunamente abbasso il modulo alla $\omega_c$ e confino la "fossa" che scava la rete lag in modo che non entri nella rete proibita.
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\paragraph{Attenzione} Prima si inserisce la rete lead e poi la rete lag. La rete lag si utilizza solo se necessario, se no si va a modificare la $\omega_c$ o la $K_c$.
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Se vado ad inserire una rete lead solo per aumentare la fase, allora scelgo i parametri in modo che il guadagno di fase sia attorno al \textbf{valore normalizzato} $10^0$ in modo da minimizzare il guadagno al modulo.
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\end{document}
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